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一种直接测量运算放大器输入差分电容的方法

简介

输入电容可能会成为高阻抗和高频运算放大年夜器(op amp)利用的一个主要规格。值得留意的是,当光电二极管的结电容较小时,运算放大年夜器的输入电容会成为噪声和带宽问题的主导身分。运算放大年夜器的输入电容和反馈电阻在放大年夜器的相应中孕育发生一个极点,从而影响稳定性并增添较高频率下的噪声增益。是以,稳定性和相位裕量可能会低落,输出噪声可能会增添。实际上,曩昔的一些CDM(差模电容)丈量技巧依据的是高阻抗反相电路、稳定性阐发以及噪声阐发。这些措施可能会异常繁琐。

在诸如运算放大年夜器之类的反馈放大年夜器中,总有效输入电容由CDM与负输入共模电容(或对地的CCM–)并联组成。CDM难以丈量的缘故原由之一是运算放大年夜器的主要义务是防止两个输入不相关。与丈量CDM的难度比拟,直接丈量对地的正输入共模电容CCM+相对轻易一些。在运算放大年夜器的同相引脚上放置一个较大年夜的串联电阻并施加正弦波或噪声源,就可以应用收集阐发仪或频谱阐发仪来丈量由运算放大年夜器输入电容而孕育发生的-3 dB的频率相应。假定CCM+和CCM–相同,分外是对付电压反馈放大年夜器。然则,这些年来,丈量CDM变得日益艰苦;运算放大年夜器的固有特点会迫使其输入相等,从而自举CDM,是以所应用的各类不合的技巧都无法令人知足。当输入被强制分开并进行电流丈量时,输出将试图进行抗衡。-检测CDM的传统措施是间接丈量,该措施依附于相位裕度的低落,且因并联应用CCM–等其他电容而变得更繁杂。

我们盼望待测运算放大年夜器能够像客户日常平凡的用法一样,在闭环前提下正常运行并履行功能。建议的一种可行措施是分离输入并进行输出削波,然则这可能会使内部电路无法事情(取决于运算放大年夜器拓扑),是以实测电容可能无法反应实际事情电容。在这种措施中,不会对输入进行过度分离,以避免输入级的非线性以及过多的输出摆幅或削波。本文将先容一种简单直接的CDM丈量措施。

图1.直接丈量LTspice中的CDM阻抗。绘制V(r)/I(R1)曲线以得到阻抗。在本例中,在1 MHz频率下,-89.996°时Z为19.89437kΩ (10(85.97/20)),使用公式C = 1/(2π × Z × Freq),Z恰恰为8 pF。

丈量CDM的新措施

作者抉择只应用增益为1的缓冲电路,并应用电流源勉励输出和反相输入。输出和反相输入将仅在运算放大年夜器容许的范围内更改。在低频下,输出的更改很小,是以经由过程CDM的电流会很小。而在过高频率下,测试可能会无效,况且结果也没用。但在中频下,运算放大年夜器的增益带宽会下降,但不至于太低,输出更改仍可供给足够大年夜的电压勉励和可丈量的经由过程CDM的电流。

LTspice®的本底噪声险些不受限定,是以可以进行简单的测试仿真,如图1所示。当发明该技巧在LTspice中相称准确有效后,接下来的问题便是“我可否在现实天下中得到足够的SNR以进行优越的丈量?”

该相位角险些即是-90°,这注解阻抗是容性的。2 pF共模电容不会破坏丈量,由于CCM–不在路径中,且1/(2 × π × Freq × CCM+) 》》 1 Ω。

寻衅:找到相宜的设备和实际测试设置

如图1所示,将2 kΩ电阻串联在运算放大年夜器的输出端,以将勉励从电压源转换为电流源。这将容许节点“r”中存在小电压(它不会与在运算放大年夜器的同相引脚中所看到的电压相差太远),并将导致小电流流入待测CDM的输入端之间。当然,现在的输出电压很小(由待测器件(DUT)进行缓冲),而且CDM中的电流也很小(在本仿真中为57 nA),是以在事情台上应用1 Ω电阻进行丈量将很艰苦。LTspice.ac和LTspice.tran仿真没有电阻噪声,但现实天下中的1 Ω电阻具有130 pA/√Hz的噪声,从我们预期的57 nA电容电流中只能孕育发生57 nV旌旗灯号。进一步的仿真注解,用50Ω或1 kΩ代替R1不会导致在目标带宽范围内的频率下游入CCM+的损耗电流过大年夜。为了得到比简单电阻更好的电流丈量技巧,可应用跨阻放大年夜器(TIA)代替R1。TIA输入会连接到运算放大年夜器的同相引脚,在该引脚上必要电流,同时电压固定为虚地以打消CCM–中的电流。事实上,这恰是Keysight/Agilent HP4192A等四端口阻抗阐发仪的实现要领。HP4192A可以在5 Hz至13 MHz的频率范围内进行阻抗丈量。市场上采纳相同阻抗丈量技巧的一些新设备包括具有10 Hz至120 MHz范围的E4990A阻抗阐发仪和具有20 Hz至2 MHz范围的周详LCR表(如Keysight E4980A)。

如下面图2测试电路所示,因为阻抗阐发仪内部的TIA,运算放大年夜器的同相引脚维持虚地状态。正因如斯,CCM+的两个端子都被视为处于地电位,是以不会影响丈量。DUT的CDM两端孕育发生的小电流将流经TIA的反馈电阻Rr,然后由内部电压表进行丈量。

图2.CDM测试电路。

任何应用自动平衡电桥1阻抗丈量措施的四端口设备都是丈量CDM的相宜选择。它们设计为从内部振荡器孕育发生正弦波,该内部振荡器以零为中间点,具有正负摆幅,可用于双电源供电。假如运算放大年夜器DUT由单电源供电,则应调剂偏置功能,以使旌旗灯号不会发生对地削波。图3中应用了HP4192A,并显示了与DUT的具体连接。

图3.CDM直接丈量措施的测试设置。

图4显示了确切的测试设置,以使电路板和连线对CDM的寄生电容供献极小。任何通用电路板均可用于低速运算放大年夜器,而高速运算放大年夜器则必要更严格的PCB板结构。垂直接地的铜分隔板能确保输入端和输出端看不到与DUT CDM平行的其他场路径。

图4.HP4192A设置电路板演示。右侧为经由过程2 kΩ的勉励和电压回读。所用DUT是贴于LB2223实验板上的8引脚SO封装的LT1792。TIA位于HP4192A内部的左侧。

结果与评论争论

首先,在丈量电路板的板电容时没有应用DUT。图4所示电路板的丈量前提是16 fF电容且没有DUT。这是一个相称小的电容,可以轻忽不计,由于平日CDM的预期值为几百至几千fF。

Most JFET and CMOS input op amps were measurable using this new CDM measurement应用这种新的CDM丈量技巧,可以丈量大年夜多半JFET和CMOS输入型运算放大年夜器。为了阐明该措施,以丈量低噪声精度JFET运算放大年夜器LT1792为例。下表列出了在必然频率范围内的阻抗(Z)、相位角(θ)、电抗XS和CDM的谋略值。当相位角为-90°时,阻抗体现为纯容性。

表1.电源为±15 V时,LT1792在不合频率下的阻抗丈量

上述表1给出了在500 kHz至5 MHz频率范围内的丈量结果。在该频率范围内的相位靠近于纯容性(相位角为-89°至-90°)。同时,电抗XS抉择了总输入阻抗,即Z≈XS。CDM的谋略匀称值约为10.2 pF。最高丈量频率为5 MHz,由于该器件带宽仅可达5.6 MHz。更低频率下的结果变得非关连。推想这是因为运算放大年夜器的行径使输出电压低落,CDM电流迅速消减,同时XS阻抗在低频时变大年夜。

还应在每个阶跃频率处反省运算放大年夜器的输出,以确保它不会被阻抗阐发仪孕育发生的旌旗灯号过驱。来自HP4192A的该旌旗灯号的幅度可在0.1 V至1.1 V范围内调节,这刚好足以在运算放大年夜器的输出中孕育发生摆动,并使反相输入引脚中的电压电平略微发生更改。图5显示了频率为800 kHz时,运算放大年夜器输出真个峰峰值无掉真旌旗灯号(绿色旌旗灯号)为28 mV。2.76 V峰峰值幅度(1 V rms)的黄色旌旗灯号是直接从阐发仪的振荡输出端口探测得的。公道起见,可以随意率性抉择不容许输出掉真,不论是对DUT照样对HP4192A检波器。只管该设置相对来说并不受探头效应的影响,但在获取阻抗和相位的实际数据时已经将探头移除。

图5.在HP4192A“Osc”输出端口和运算放大年夜器输出引脚探测到的输出。

我们进行了在不合电源电压下丈量CDM的测试。CDM对电源和共模电压的依附性会随运算放大年夜器的不合而有所不合;不合的拓扑和晶体管类型估计会导致高压电源和低压电源不合的结寄生效应。表2给出了电源稳定在±5 V范围内LT1792的结果。CDM的丈量匀称值为9.2 pF,与采纳±15 V电源时的结果10 pF相称靠近。是以,可以得出结论,LT1792的CDM不会随电源电压的改变而发生显明变更。这与其CCM形成了光显的比较,后者会随电源电压发生显明变更。

表2.电源为±5 V时,LT1792在不合频率下的阻抗丈量

同时,双极性输入运算放大年夜器险些与其FET同类产品一样简单。然则,因为它们与CDM电流并联,是以它们的高输入偏置电流和电流噪声较为显着。此外,双极性差分对输入内在的固有差分电阻RDM也与CDM并联。表3以低噪声周详放大年夜器ADA4004为例,显示了其阻抗丈量。显然,相位并不表示纯容性行径,由于它阔别-90°。只管4 MHz、5 MHz和10 MHz频率异常靠近,但并联等效阻抗RC模型将得当本例,以便能够从其他电阻中提掏出CDM。是以,表3中显示了在必然频率范围内的并联电导GP、电纳BP和CDM的谋略值,此中假定CP即是CDM。

表3.电源为±15 V时,ADA4004在全部频率范围内的阻抗丈量

根据表3中的结果,可以估算出ADA4004的CDM约为6.4 pF。结果还注解,在表3所示的全部频率范围内,CDM具有相昔时夜的并联电导GP,并非纯容性CDM。丈量显示该双极性运算放大年夜器的实际输入差分电阻约为40 kΩ (1/25 μS)。

附注:我们考试测验了对其他类型运算放大年夜器进行丈量,例如零漂移运算放大年夜器(LTC2050)和高速双极性运算放大年夜器(LT6200)。结果非关连,推想缘故原由是零漂移运算放大年夜器中的开关伪现像以及高速双极性运算放大年夜器中的过大年夜电流噪声。

参考结论

丈量CDM 并不艰苦。必要留意的一点是,HP4192A以幅度和角度申报阻抗。电容读数假定为简单的串联RC或并联RC,而运算放大年夜器的输入阻抗可能要繁杂得多。电容读数不应仅应用外面标称值。每个运算放大年夜器均具有各自的独特环境。输入阻抗由容性电抗主导的频率范围可能因设计而异。输入级设计、所用器件和工艺、米勒效应以及封装都可能对差分输入阻抗及其丈量孕育发生很大年夜的整体供献。我们对JFET输入运算放大年夜器和双极性输入运算放大年夜器进行了丈量,展示了CDM结果以及双极性输入运算放大年夜器的RDM结果。

References

参考文献

1 Gustaaf Sutorius.“阻抗丈量的寻衅和办理规划”,是德科技,2014年3月。

申谢

Glen Brisebois谢谢Brian Hamilton提出这一寻衅,谢谢Aaron Schultz和Paul Henneuse的支持以及Henry Surtihadi、Kaung Win、Barry Harvey和Raj Ramchandani的意见。

Arthur Roxas谢谢Paul Blanchard、Matt Duff、Jess Espiritu和Kristina Fortunado供给与Glen一路完成该项目的时机。

作者简介

Glen Brisebois是硅谷ADI公司旌旗灯号疗养部门的一名利用工程师。他曾就读于加拿大年夜阿尔伯塔大年夜学,得到物理学和电气工程学士学位。他曾与特拉普派教徒和加尔都西会教徒一路隐修数年,但无法竣事对电路的思虑。现在,他拥有幸福的婚姻和孩子的陪伴。他从事大年夜量电路相关事情,但无意偶尔也会提倡ADC。他在EDN杂志上颁发的文章《高阻抗传感器的旌旗灯号疗养》荣获2006年最佳论文奖。联系要领:glen.brisebois@analog.com。

作者简介

Arthur Alfred Roxas是线性产品和办理规划部门的产品利用工程师。他于2017年加入ADI公司。在此之前,他曾在一家日本半导体公司从事设计和结构事情。他卒业于马尼拉市大年夜学,拥有电子和通信工程学士学位,并得到马布亚科技学院(位于马尼拉)电子工程专业硕士学位,主修微电子。

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